Revista de Tecnologia da Informação e Comunicação

TeRcevnisotaldoegia da Informação e Comunicação

ISSN 2237-5104

Volume 7 Número 1 Março 2017

Artigos

Caracterização de Canais sem Fio com Correlator Deslizante - Parte I: Fundamentos......1
Dayan Adionel Guimarães, Luís Antônio Ribeiro Scudeler

Um Método para Aumento do Tempo de Vida de Redes de Sensores sem Fio.................19
Lucas Jun Sakai, Dayan Adionel Guimarães

Códigos LDPC Aplicados a Supercanais Ópticos. ................................................................24
Hugerles Sales Silva, José Ewerton Pombo de Farias e Marcelo Sampaio de Alencar

Comunicações Moleculares: Um Novo Paradigma de Comunicações para Aplicações
em Nanomedicina.....................................................................................................................31
Michael Taynnan Barros, Daniel Perez Martins, Marcelo Sampaio de Alencar

Heurística Híbrida para Alocação de Regeneradores em Redes Ópticas Elásticas
Translúcidas..............................................................................................................................39
Matheus de Araújo Cavalcante, Helder Alves Pereira, Daniel Augusto Ribeiro Chaves, Raul
Camelo Andrade de Almeida Júnior.

Iecom

Instituto de Estudos Avançados em Comunicações

Corpo Editorial

Editores Chefes
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Segurança em Redes

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Técnicas de Teoria da Informação e Codificação

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Presidente
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Diretor de Patrimônio
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Diretor Financeiro
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Coordenador Executivo
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Instituto de Estudos Avançados em Comunicações

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Áreas de Interesse

- Segurança em Redes
- Técnicas de Teoria da Informação e Codificação
- Teoria das Comunicações
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- Teoria de Propagação e Antenas
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Conselho Editorial

Marcelo Sampaio de Alencar, Ph.D., UFCG.
Cecílio José Lins Pimentel, Ph.D., UFPE.
Valdemar Cardoso da Rocha Jr., Ph.D., UFPE.
Eduardo Fontana, Ph.D., UFPE.
José Ewerton Pombo de Farias, D.Sc., UFCG.

Revista de Tecnologia da Informação e Comunicação

Editorial

Campina Grande, Março de 2017

O intenso crescimento experimentado pelas redes de comunicação tem demandado o
desenvolvimento de novos serviços e arquiteturas que permitam explorar todo o seu
potencial, acomodando a crescente demanda dos usuários por altas taxas de dados,
escalabilidade, confiabilidade e segurança. Dessa forma, diversas pesquisas vêm sendo
realizadas em todo o mundo para melhorar os sistemas de comunicação, tanto em nível
acadêmico quanto industrial.

Com o intuito de contribuir com a disseminação da pesquisa nessa área de
conhecimento, o Instituto de Estudos Avançados em Comunicações (Iecom) tem a satisfação
de publicar a Revista de Tecnologia da Informação e Comunicação, com o objetivo de
fornecer a pesquisadores, professores, estudantes de graduação e estudantes de
pósgraduação, atuantes em temas de interesse das telecomunicações, um veículo eletrônico e
impresso para a divulgação de novas tendências e resultados acadêmicos para o
aprendizado e atualização de conhecimentos. São contemplados resultados de pesquisas,
oriundos de teses e dissertações, iniciação científica, tutoriais e trabalhos de conclusão de
curso.

A publicação, sem fins lucrativos, visa estimular a divulgação científica e a partilha de
conhecimentos entre segmentos acadêmicos como institutos tecnológicos, universidades e
instituições de pesquisa.

São aceitos, para análise pelo corpo de revisores, artigos em português, inglês e
espanhol que não tenham sido publicados em outros meios de difusão de conhecimento
acadêmico e que apresentem temas compatíveis com as áreas de conhecimento abordadas
na revista. Em cada edição são publicados tutoriais, artigos plenos e artigos de iniciação
científica.

Os objetivos específicos são:
Oferecer um veículo de publicação que possibilite ao estudante experimentar todo o
processo de submissão, avaliação e divulgação de resultados de seu trabalho científico,
contribuindo para sua formação;
Incentivar a realização de pesquisa e produção de conhecimento por alunos de
graduação;
Estimular o desenvolvimento do rigor científico, oferecendo ao estudante a
possibilidade de ter seu trabalho avaliado por seus pares na sua área de atuação;
Divulgar os trabalhos de pesquisa em nível de iniciação científica e pós-graduação,
desenvolvidos no país nas áreas de telecomunicações.

Wamberto José Lira de Queiroz
Waslon Terlizzie Araújo Lopes
Editores chefes



REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAÇÃO E COMUNIÇACÃO, VOL. 7, NO. 1, MARÇO DE 2017 1

Caracterização de Canais sem Fio com Correlator
Deslizante – Parte I: Fundamentos

Dayan Adionel Guimarães, Luís Antônio Ribeiro Scudeler
Instituto Nacional de Telecomunicações (Inatel), Santa Rita do Sapucaí, MG

E-mails: [email protected], [email protected]

Resumo—A pesquisa e o desenvolvimento de sistemas de do sinal transmitido ao canal. A modelagem do canal permite
comunicação sem fio são sempre precedidos pela caracterização que o sistema seja então dimensionado de forma a viabilizar
do canal através do qual o sinal é transmitido. Tal caracterização a comunicação frente às possíveis adversidades desse canal,
abrange os domínios do tempo, frequência e espaço, podendo ainda podendo fornecer dados para a elaboração de modelos
ser estocástica, empírica, determinística ou uma combinação de predição de cobertura.
destas. Ela fornece subsídios para que o canal seja modelado e o
sistema seja dimensionado de forma a viabilizar a comunicação A caracterização do canal de comunicação permite que se-
frente às possíveis adversidades desse canal, podendo também jam extraídos parâmetros que são utilizados na sua modelagem
fornecer dados para a elaboração de modelos de predição de nos domínios do tempo, frequência e espaço [2]–[7]. Essa
cobertura. É comum que os modelos de canal sejam construídos modelagem pode ser estocástica, empírica, determinística ou
com o auxílio de medidas em campo, as quais são obtidas por uma combinação destas [8, p. 175]. Os modelos empíricos são
meio de técnicas de sondagem que processam o sinal recebido construídos a partir de observação e medidas dos parâmetros do
a partir da transmissão de um sinal de sondagem conhecido. canal por meio de técnicas de sondagem (channel sounding).
O correlator deslizante (sliding correlator) é uma das técnicas Embora tais modelos possam ser precisos, dependendo da
mais utilizadas para sondagem, permitindo que se obtenham as precisão e da quantidade dos parâmetros extraídos, eles podem
informações estocásticas que caracterizarão o canal. Este artigo estar sujeitos às variações das condições de medida e do
tutorial compõe uma série em que a sondagem por correlator próprio canal. Já os modelos determinísticos fazem uso da
deslizante é abordada em três partes: na primeira, alvo do caracterização física dos fenômenos de propagação de forma
presente texto, abordam-se os fundamentos teóricos que permitem que se determine matematicamente a função de transferên-
o entendimento sobre o correlator deslizante; na segunda parte é cia do canal. Obviamente, a factibilidade desse modelo está
dado enfoque no procedimento de análise de medidas simuladas associada com a possibilidade de sua caracterização física e
pelo correlator deslizante para a caracterização estocástica do correspondente modelagem matemática de forma precisa, o que
canal; na terceira parte são descritos os detalhes do projeto de pode ser extremamente complexo até para os mais simples
um correlator deslizante na plataforma USRP (universal software canais de comunicação sem fio. Os modelos estocásticos ou
radio peripheral). estatísticos consideram o canal como sendo representado por
uma série de fenômenos aleatórios modelados por variáveis
Palavras-Chave—Correlator deslizante, caracterização de canal aleatórias. Como consequência, a função de transferência do
de comunicação sem fio, sondagem de canal. canal é determinada em termos estocásticos.

I. INTRODUÇÃO O correlator deslizante (sliding correlator) [2], [4]–[7], [9]–
[22], [23, p. 155-158] é uma técnica que vem sendo utilizada
O aumento da demanda por tráfego nos sistemas de comu- há décadas para a sondagem de canais de comunicação sem fio,
nicações sem fio tem intensificado o problema de con- permitindo que se obtenha a sua resposta ao impulso e, a partir
gestionamento do espectro de radiofrequências. Há, portanto, dela, as informações estocásticas que caracterizarão o canal nos
um esforço constante por parte dos pesquisadores na academia domínios temporal, da frequência e espacial. Tais informações
e na indústria no sentido de desenvolver sistemas com alta incluem, mas não se limitam a: resposta ao impulso, resposta
eficiência espectral ou até mesmo que consigam ocupar de em frequência, distribuição angular, perfil de intensidade de
forma oportunista as faixas de frequência subutilizadas, como potência, funções de correlação nos vários domínios, banda
é o caso dos sistemas de rádio cognitivo [1]. Outra solução de coerência, tempo de coerência e concentração angular de
para esse problema consiste no uso de faixas de frequência potência.
pouco exploradas pelos sistemas atuais, como é o caso da faixa
de ondas milimétricas, as quais são fortes candidatas para os Além de ter um custo de implementação relativamente baixo,
sistemas de quinta geração (5G) [2]. o correlator deslizante pode ser utilizado para realizar medidas
em canais de rádio móvel ou fixos, em ambientes internos
No entanto, a pesquisa e o desenvolvimento de quaisquer e externos. Dentre suas características destaca-se o efeito de
que sejam os sistemas de comunicação sem fio, atuais ou dilatação temporal que acarreta na compressão da largura de
futuros, são sempre precedidos pela caracterização do canal banda, fazendo com que a taxa de amostragem do conversor
através do qual o sinal é transmitido. Em outras palavras, analógico para digital (A/D, analog-to-digital) não seja tão
pode-se dizer que as mais fortes restrições ou imposições alta comparada com aquela que seria necessária na técnica de
com relação ao projeto de um sistema de comunicação são recepção por correlação cruzada, possibilitando medidas em
postas pelo canal de comunicação. A palavra de ordem é, canais com ultra banda larga. Além disso, apresenta robustez
pois, adequação: aplicam-se as tecnologias correntes almejando em relação a interferências por utilizar sequências pseudo ale-
maior eficiência espectral, mas sempre buscando a adequação atórias como aquelas adotadas em sistemas com espalhamento

Recebido em 25 de agosto de 2016. Aceito em 9 de fevereiro de 2017

2 REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAÇÃO E COMUNIÇACÃO, VOL. 7, NO. 1, MARÇO DE 2017

espectral por sequência direta (DSSS, direct sequence spread Para descrever o cenário de propagação em larga escala
spectrum) [12]. é utilizado o exemplo da comunicação entre uma estação
rádio base e um terminal móvel. Além da distância entre o
Este artigo tutorial compõe uma série em que a sonda- terminal e a base, existem diversos obstáculos naturais ou
gem de canal por correlator deslizante é abordada em três feitos pelo homem que podem atenuar a onda eletromagnética
partes: na primeira, alvo do presente texto, abordam-se os ocasionando perdas na potência média do sinal recebido. Pode-
fundamentos teóricos sobre o correlator deslizante; na segunda se dividir essa perda em duas partes, sendo uma delas a
parte é dado enfoque na análise das medidas obtidas pelo média em área e a outra a média local. Existem métodos
correlator deslizante para a caracterização estocástica do canal; conhecidos como métodos de predição de cobertura (coverage
na terceira parte são descritos os detalhes do projeto de um prediction) ou predição de propagação (propagation prediction)
correlator deslizante na plataforma USRP (universal software responsáveis pela estimação da potência recebida da média
radio peripheral). local ou da média em área a uma dada distância do transmissor
[8, p. 201], [24]. É com o auxílio de tais métodos que se
Espera-se que após o estudo dessa série de artigos o leitor dimensionam as potências de transmissão e margens adequadas
passe a conhecer os detalhes sobre uma das mais utilizadas ao correto funcionamento do sistema de comunicação.
técnicas de sondagem e entenda a importância que a caracte-
rização do canal representa para as pesquisas e o projeto de Ainda considerando o exemplo da comunicação entre o
sistemas de comunicação sem fio. terminal móvel e a estação base, o sinal transmitido chega
à antena receptora por múltiplos percursos de propagação
As demais seções deste artigo estão assim organizadas: criados principalmente pelos mecanismos de reflexão (reflec-
nas Seções II e III são apresentados alguns dos principais tion), difração (diffraction) e espalhamento (scattering) da onda
fundamentos que envolvem o canal de comunicação sem fio, eletromagnética, além daquele percurso direto que pode existir
descrevendo as métricas que possibilitam caracterizá-lo em um se houver visada direta (line-of-sight) entre a base e o terminal.
ambiente de propagação com múltiplos percursos. Em seguida, A reflexão da onda eletromagnética ocorre em obstáculos
a Seção IV apresenta outras técnicas de sondagem de canal cujas dimensões físicas são significativamente maiores que
típicas, sendo a principal delas, alvo deste tutorial, abordada o comprimento de onda do sinal. A difração ocorre pela
com mais detalhes nas Seções V e VI. A Seção VII conclui o formação de novas frentes de onda que se propagam em várias
texto. direções e surgem quando o sinal encontra o canto vivo de
um objeto, como as bordas de um edifício. O espalhamento,
II. FENÔMENOS DE PROPAGAÇÃO NO CANAL DE que pode ser interpretado como um conjunto de múltiplas
COMUNICAÇÃO SEM FIO pequenas reflexões, é causado por obstáculos com dimensões
físicas comparáveis ao comprimento de onda do sinal.
Antes de iniciar a apresentação sobre o correlator deslizante
propriamente dito, é importante revisitar alguns dos principais A propagação por múltiplos percursos, ou propagação mul-
fundamentos sobre os fenômenos de propagação em canais de tipercurso, faz com que as várias réplicas do sinal que tra-
comunicação sem fio, pois assim o leitor terá mais facilidade fegam por caminhos distintos incidam na antena receptora
em entender o processo de extração de parâmetros viabilizado em diferentes instantes de tempo, com diferentes amplitudes
pelo dispositivo. e com diferentes fases. A combinação dessas réplicas causa
interferências construtivas ou destrutivas, causando variações
A. Canal de Comunicação Sem Fio Externo do sinal recebido pelo terminal móvel. Essas variações são
conhecidas como desvanecimento multipercurso. A propagação
Tipicamente, o estudo sobre o canal de comunicação móvel por múltiplos percursos produz outros efeitos no sinal recebido,
sem fio contempla suas características de propagação em larga tais como a dispersão temporal, a dispersão em frequência, e o
escala e em pequena escala. Na caracterização em grande desvanecimento seletivo em frequência [8, p. 210], [13], [25],
escala são levadas em conta as variações de potência recebida os quais são também revisitados mais adiante neste artigo.
média em área (area mean) e média local (local mean). Já na
caracterização em pequena escala são consideradas as variações A Fig. 1 apresenta um gráfico da potência recebida versus a
instantâneas do sinal recebido. As variações de potência média distância entre transmissor e receptor, ilustrando as variações
em área refletem a atenuação do sinal em função da distância em grande escala (média local e média em área) e em pequena
entre o transmissor e o receptor, em alguns casos levando escala (desvanecimento multipercurso) [8, p. 207]. Por meio
também em conta a frequência de operação. As variações dessa figura pode-se notar que as variações instantâneas, que
de potência média local ocorrem em torno das variações de são aquelas que fisicamente se manifestam no sinal recebido,
potência média em área e estão associadas à influência dos incorporam as variações da média local e da média em área.
obstáculos entre transmissor e receptor. A estas dá-se comu- Em outras palavras, extraindo-se por filtragem a média das
mente o nome de sombreamento (shadowing). As variações variações instantâneas durante uma janela de tempo corres-
instantâneas de potência recebida ocorrem por conta do desva- pondente a algumas poucas dezenas de comprimentos de onda
necimento multipercurso (multipath fading) [8, p. 200-210]. obtém-se a média local. Extraindo-se a média das variações
Tanto os canais de comunicação móvel externos (outdoor) locais utilizando uma janela de tempo correspondente a várias
quando internos (indoor) têm suas particularidades em termos dezenas de comprimentos de onda obtém-se a média em área.
da caracterização da propagação em grande e em pequena Ao se subtrair a média local da média em área obtém-se o
escala. No entanto, em termos conceituais tal caracterização é sombreamento de forma isolada. Ao se subtrair as variações
similar nos dois casos. Por esta razão é utilizado como exemplo instantâneas da média local obtém-se o desvanecimento multi-
o canal externo nesta revisão inicial. Mais adiante o canal percurso de forma isolada. Tipos de filtro comumente utilizados
interno é colocado em pauta, momento em que algumas de nesta separação, bem como tamanhos e tipos de janelas de
suas particularidades são confrontadas com aquelas referentes
ao canal externo.

REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAÇÃO E COMUNIÇACÃO, VOL. 7, NO. 1, MARÇO DE 2017 3

filtragem podem ser encontrados por exemplo em [26]–[28]. em termos de sua resposta ao impulso e sua caracterização
estatística nos domínios do tempo, frequência e espaço. No
0 Média em Área entanto, é também possível calibrá-lo para que o sinal em sua
−50 saída possa servir como referência para se medir a potência do
Potência, dBm Média Local sinal recebido. Assim, os fenômenos de propagação ilustrados
na Fig. 1 podem ser também alvo de caracterização com o uso
do correlator deslizante.

−100 Variações Instantâneas 2.500 3.000 B. Resposta ao Impulso do Canal Multipercurso
0 500 1.000 1.500 2.000
Distância, m A representação em envoltória complexa (complex envelope)
de um sinal transmitido s(t) genérico e real pode ser escrita
como [8, p. 210], [13]

Potência , dBm −50 s(t) = s˜(t)ej2πfct , (1)
−60
−70 onde (·) é a parte real do argumento, s˜(t) é a envoltória
complexa do sinal em banda passante s(t) e fc é a frequência
1.440 1.460 1.480 1.500 da portadora. Pode-se admitir que, quando o terminal móvel
está em movimento no ambiente de propagação multipercurso,
Distância, m o atraso e a atenuação de cada percurso é dependente do tempo.
O número de percursos também depende do tempo, pois alguns
Figura 1. Propagação em pequena e grande escalas. Adaptado de [8, p. 207]. percursos podem estar obstruídos em um determinado instante,
por exemplo. Assim o sinal recebido em banda passante pode
Embora exista uma variedade bastante grande de modelos ser escrito como [8, p. 210], [34, p. 832]
de predição de cobertura, nenhum é capaz de prever com
precisão as variações instantâneas do sinal recebido, dada a L(t) (2)
variedade do ambiente em torno do transmissor e do receptor
e de suas características, o que por sua vez torna praticamente r(t) = αl(t)s[t − τl(t)],
impossível a fiel modelagem. Por esta razão, é comum que o
desvanecimento em pequena escala seja avaliado em termos l=1
estatísticos. Como exemplo, podem ser encontrados modelos
estatísticos de desvanecimento que vão desde os mais clássicos em que L(t) representa o número de percursos dependente
como o desvanecimento de Rayleigh, de Rice e de Nakagami
[29, p. 18-23], até os modelos de desvanecimento generalizados do tempo (instante de observação) t, αl(t) a atenuação e
como α-µ [30], κ-µ [31], η-µ [31] e extenções [32], e outros τl(t) o atraso dependentes do tempo do l-ésimo percurso de
que combinam os efeitos de sombreamento e desvanecimento, propagação. Substituindo (1) em (2) tem-se
como é o caso dos modelos de desvanecimento sombreado
(shadowed-fading) [33]. Já as variações da média local podem L(t) (3)
ser estimadas com bastante precisão por alguns modelos de
predição, ou apenas caracterizadas estatisticamente em outros. r(t) = αl(t) {s˜[t − τl(t)]ej2πfc[t−τl(t)]}
O sombreamento, com raras exceções, segue uma distribuição
log-normal, ou lognormal, em torno da média em área, com l=1
um desvio padrão, em dB, que é na maior parte dos casos L(t)
independente da distância entre transmissor e receptor [34, p.
843]. Por outro lado, a variação de potência média em área = { αl(t)s˜[t − τl(t)]ej2πfcte−j2πfcτl(t)},
pode ser estimada de forma bastante precisa na prática. Para
este fim há vários modelos, como exemplo o simples log- l=1
distance [23] [8, p. 200-206], no qual a potência recebida
é inversamente proporcional à η-ésima potência da distância de onde se obtém a envoltória complexa do sinal recebido
entre transmissor e receptor, sendo η o expoente de perdas
que varia com as características do ambiente. Modelos mais L(t) (4)
sofisticados e precisos incorporam, além da distância, outras
variáveis, como a frequência de operação, caso que pode ser r˜(t) = αl(t)e−j2πfcτl(t)s˜[t − τl(t)].
exemplificado pelo modelo SUI (Stanford University Interim)
[35], [36]. Recentemente, grande atenção tem sido dirigida a l=1
modelos de propagação multi-slope, nos quais a potência média
em área varia de acordo com uma função linear-em-partes Substituindo a entrada s˜(t) pela função impulso δ(t) (delta
(piecewise linear), sendo cada parte (segmento) associada a de Dirac), obtém-se a representação equivalente em banda base
um expoente de perdas [37]. da resposta ao impulso variante no tempo do canal

Como logo se poderá concluir, o correlator deslizante é L(t) (5)
um receptor com a função específica de sondagem de canal
h(τ ; t) = αl(t)e−j2πfcτl(t)δ[t − τl(t)].

l=1

C. Modelo de Canal com Desvanecimento Plano

Admita que o sinal transmitido seja uma onda portadora não
modulada com amplitude de pico unitária, cuja representação
equivalente em banda base é s˜(t) = 1. Utilizando (4) obtém-se











REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAÇÃO E COMUNIÇACÃO, VOL. 7, NO. 1, MARÇO DE 2017 9

Transmissor de Canal Receptor Amostrador comprimento N = 31 foi utilizada para a construção dessa
sequência PN multipercurso figura. A envoltória do espectro é governada pela função sinc,
Gerador de Amostrador com nulos em múltiplos inteiros de 1/Tc. O espaçamento
h( ) h( ) sequência PN entre as raias espectrais é governado pela periodicidade da
. sequência PN e vale 1/(N Tc). Como o componente DC (direct
1 . current) ou valor médio da sequência PN não é nulo, há uma
Correlator . raia espectral em f = 0, cuja intensidade é inversamente
proporcional a N .
2 Amostrador
Tc Correlator 1,0

.. .
..
.. .

.

N

0 3Tc 9Tc10Tc Tc Correlator

Figura 8. Diagrama de sondagem de canal usando sequência PN. |X(f )| normalizada

+ 0,5
DD
Clock Saída S1 S2 S3 0,0 −2 −1 0 1 2 3
0 S1 D −3
S2 S3 100
1234 110 Frequência normalizada, f Tc
... 111
5 6 7 t /Tc Figura 10. Espectro de frequências de uma sequência PN.
0 11 1
101
010
001
100

Período NTc (2m 1)Tc Como x(t) é uma sequência periódica, sua função de au-
tocorrelação também o será. Esta função pode ser calculada
Figura 9. Gerador de sequência PN de comprimento N = 7. A soma no durante um período de x(t) de acordo com [8, p. 594]
circuito de realimentação é em módulo 2 (OU exclusivo).

1 N Tc (32)
Rx(τ ) = N Tc
Seja ai ∈ {0, 1}, i = 1, 2, . . . o i-ésimo chip da sequência x(t)x(t + τ )dt, 0 ≤ τ < N Tc,
PN. Obviamente, como a sequência é periódica tem-se ai+N =
ai. A forma de onda bipolar de um período da sequência PN 0
pode ser representada por [11]
o que leva à seguinte função para qualquer τ [12]

−1 N +1 ∞ τ − iN Tc
+ Tc
N Rx(τ ) = V02 NN Λ , (33)

x1(t) = V0(2ai − 1)Π(t − iTc), (28) i=−∞

i=1 em que Λ(x) é a função triangular definida por

onde V0 é a amplitude de pico dos pulsos e Π(t) é a função Λ(x) = 1 − |x|, |x| ≤ 1 (34)
retangular dada por 0, |x| > 1

Π(t) = 1, 0 t < Tc (29)
0, caso contrário.
A função de autocorrelação (33) é ilustrada na Fig. 11 para
A sequência PN bipolar periódica é então uma sequência PN de comprimento N qualquer e V0 = 1.

∞ Rx ( )
1
x(t) = x1(t − nN Tc). (30)

n=−∞

A transformada de Fourier de x(t) pode ser obtida a partir ... 0,5 1/N ...
dos coeficientes de sua série de Fourier [8, p. 103], resultando NTc 0 NTc
em [13]

X(f ) = V0 ∞ k δ f − Rck ej kπ
N
sinc
N NN
k=−∞
(31) Figura 11. Função de autocorrelação de uma sequência PN.
N

× (2ai − 1) e−j k2π i ,
N
A função de autocorrelação da sequência PN tem um papel
i=1 importante na sondagem de canal. Para que se entenda este
papel, considere um canal modelado como na Fig. 2, com
em que sinc(x) ≡ sen(πx)/(πx). O espectro de x(t) em L(t) = L, para o qual a reposta ao impulso (5) observada
termos de |X(f )| é ilustrado pela Fig. 10. Uma sequência de

10 REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAÇÃO E COMUNIÇACÃO, VOL. 7, NO. 1, MARÇO DE 2017

em um instante t qualquer, para fc = 0, possa ser simplifica- V. SONDAGEM COM CORRELATOR DESLIZANTE
damente reescrita como
Na técnica de sondagem com correlator deslizante, assim

L como na técnica de sondagem com banco de correlatores

h(τ ) = αlδ(τ − τl). (35) abordada na Subseção IV-C, o sinal de prova é uma sequência

l=1 PN transmitida através do canal. A principal diferença reside

Admitindo que a sequência PN bipolar x(t) seja aplicada à na forma de processamento do sinal recebido para obtenção da
entrada desse canal, o sinal recebido y(t) será
resposta ao impulso do canal. Uma das principais vantagens

da técnica de sondagem com correlator deslizante, herdada da

L forma de processamento do sinal recebido, é a redução nas

y(t) = αlx(t − τl) (36) exigências de hardware para medidas de canal em banda larga

l=1 em relação àquelas impostas à sondagem por sinal espalhado

[13]. A principal desvantagem, também herdada da forma

e a função de correlação cruzada entre y(t) e x(t) será particular de processamento do sinal recebido, é o fato da

sondagem não ser em tempo real.

1 N Tc L Na Fig. 12 é apresentado o diagrama de blocos simplificado

Rxy(τ ) = N Tc 0 x(t) αlx(t + τ − τl)dt de um sistema de sondagem de canal com correlator desli-

l=1 zante em quadratura. No lado esquerdo estão os principais

L 1 N Tc blocos que compõem o transmissor (TX) e no lado direito

= l=1 αl N Tc 0 x(t)x(t + τ − τl)dt (37) estão os principais blocos que compõem o receptor (RX). No

transmissor, o bloco gerador PN é responsável por gerar uma

L sequência pseudo aleatória bipolar x(t) com taxa Rc chips/s,
a qual modula uma portadora cossenoidal com frequência
= αlRx(τ − τl).
intermediária (IF, intermediate frequency) fIF . A opção por
l=1 realizar a modulação em frequência intermediária se deve ao

Observando (37) nota-se que ela é equivalente à convolução fato de que o processo de calibração do sistema de sondagem se
entre a função de autocorrelação da sequência PN, Rx(τ ),
e a resposta ao impulso do canal, h(τ ). Como durante um torna mais simples e menos oneroso, principalmente quando a
período a função Rx(τ ) em (33) se aproxima de uma função
impulso quanto maior N e menor Tc, então Rxy(τ ) pode ser frequência de portadora final é elevada [45]. O sinal modulado
interpretada como uma estimativa da resposta ao impulso do
canal em um dado instante de observação t. Especificamente, com frequência central fIF é aplicado a outro mixer que
translada o espectro de fIF para a frequência de portadora fc,
pode-se escrever [12] resultando em x(t) cos(2πfct), que é um sinal modulado BPSK
(binary phase-shift keying) [8, p. 415]. Para se ter controle

no nível de potência de transmissão, o sinal modulado passa

por um amplificador, em seguida sendo aplicado à antena de

h(τ ) ≈ 1 (38) transmissão.
V02 Rxy(τ ).
O sinal recebido é a combinação de réplicas do sinal

de sondagem transmitido, afetadas por diferentes atrasos de

Utilizando como exemplo a resposta ao impulso do canal propagação τl, distintos fatores de atenuação αl e distintas
h(τ ) ilustrada na Fig. 8, no receptor ter-se-á o primeiro, o L
quarto, o décimo e o décimo primeiro correlator em sincro- rotações de fase θl = 2πfcτl, possuindo a forma l=1 αlx(t −
nismo com a correspondente réplica da sequência PN que
compõe o sinal recebido. Ao final dos respectivos intervalos de τl) cos(2πfct − θl). Após ser captado pela antena receptora, o
integração esses correlatores apresentarão valores de correlação
alta, proporcionais aos ganhos do percursos correspondentes. sinal é aplicado a um amplificador e em seguida é transladado
Os demais correlatores apresentarão correlação baixa, por
estarem fora de sincronismo com as réplicas de x(t). Então, de fc para fIF , para então ser transladado para banda base.
ao final de cada período de integração o valor na saída de cada Ressalta-se que é possível a translação direta para banda base,
correlator é amostrado e a combinação das amostras ao final da
operação do último correlator resultará na resposta ao impulso também conhecida como conversão direta (direct conversion),
aproximada do canal.
mas embora ela seja favorável à integração do receptor em
Os processos de correlação cruzada no receptor do sistema
de sondagem por sinal espalhado são geralmente implemen- chip, traz problemas tais como o desbalanceamento I&Q (I&Q
tados por software e para isso é necessário que o sinal
recebido y(t) seja antes digitalizado por um conversor A/D. A imbalance), deslocamento DC (DC offset) e ruído de cinti-
digitalização será feita corretamente se a taxa de amostragem
do conversor A/D for maior que ou igual a duas vezes o lação (flicker noise, 1/f noise, ou ainda pink noise) [46]. O
valor da largura de banda do sinal, quando esta digitalização
é realizada em banda base. Para medidas em banda estreita a filtro passa-faixa em seguida atenua os componentes espectrais
taxa de amostragem do conversor A/D não é um problema,
mas para medidas em banda larga o conversor A/D necessita indesejados resultantes da multiplicação do sinal de saída do
ter taxa de amostragem bastante elevada, o que aumenta o custo
e a complexidade do receptor. amplificador pela portadora de RF. O sinal filtrado é aplicado

a um divisor de potências (power splitter), o qual alimenta um

demodulador em quadratura que gera em suas saídas sinais em

banda base em fase (in-phase) e em quadratura (quadrature).

Os filtros passa-baixa em seguida atenuam os componentes

espectrais indesejados resultantes da translação de frequência

intermediária para banda base. Os sinais filtrados em fase e em

quadratura alimentam duas das entradas do conjunto restante

de blocos, os quais compõem o correlator deslizante. As outras

duas entradas são alimentadas pelo gerador da sequência PN

x (t) idêntica a x(t), mas com taxa de chips Rc ligeiramente
diferente de Rc. As saídas dos mixers do correlator deslizante

REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAÇÃO E COMUNIÇACÃO, VOL. 7, NO. 1, MARÇO DE 2017 11

são então filtradas, finalmente produzindo os sinais em fase e que o tempo passa elas se desalinham progressivamente. É
em quadratura que serão utilizados para estimação da resposta
ao impulso do canal e para as demais caracterizações por meio esse desalinhamento que está sendo interpretado como o atraso
dela obtidas. relativo τ variável durante o período de integração de N Tc.
Na parte inferior da Fig. 13 tem-se os resultados da operação
Os blocos de padrão de frequência são responsáveis por de correlação ao longo de N Tc utilizando (37): em linha
fornecer referências estáveis para a sintetização das frequências contínua tem-se a correlação entre a sequência de taxa Rc e ela
dos osciladores utilizados tanto no transmissor quanto no mesma, assim implicitamente considerando-se τ = 0; em linha
receptor [2], [9], [16]. Essas referências são importantes não tracejada tem-se a correlação entre a sequência de taxa Rc e
somente para a geração de portadoras e sinais de relógio a sequência de taxa Rc, portanto considerando-se τ variável
(clock) estáveis, mas também servem para estabelecer a mesma durante N Tc. Neste último caso, nitidamente se nota que o
base de tempo tanto no TX quanto no RX, de forma que valor final de correlação no instante t = 31 s é diferente do
medidas temporais absolutas sejam efetuadas como parte da
caracterização do canal. Como exemplo, precisas estimativas caso anterior, o que inviabiliza o uso de integradores. Ressalta-
de tempo de propagação e de tempo de chegada (ToA, time
of arrival) podem ser viabilizadas com o uso dos padrões de se, entretanto, que a substituição dos integradores por filtros no
frequência [9], [16], [47].
correlator deslizante não é simplesmente uma alternativa para
Observando novamente (37) e (38), relembre que a resposta
ao impulso do canal, h(τ ), pode ser estimada realizando-se a evitar o problema de imprecisão nos valores de correlação. A
correlação cruzada entre o sinal recebido e uma réplica da
sequência PN gerada no receptor do sistema de sondagem, multiplicação entre duas sequências com taxas diferentes atri-
para diferentes atrasos relativos τ , durante um período N Tc.
A realização prática deste método é justamente aquela descrita bui ao sinal resultante propriedades que, para serem exploradas
na Subseção IV-C e ilustrada de forma simplificada na Fig.
8. No entanto, pode-se observar na Fig. 12 que não há banco em favor da sondagem de canal, pressupõem o uso dos filtros.
de correlatores no receptor, mas sim uma espécie de correlator
modificado, na parte mais à direita do diagrama, com dois Essas propriedades são abordadas com detalhes a seguir.
ramos e com integradores substituídos por filtros passa-baixas.
Como mencionado, este correlator modificado é justamente o A. Processamento do Sinal pelo Correlator Deslizante
correlator deslizante. Vamos às razões das suas diferenças em
relação a um correlator convencional: A série de Fourier exponencial complexa do sinal contínuo
no tempo x(t) de período N Tc é dada por [8, p. 94]
• A razão para a existência de dois ramos de correlação
é justificada pelo fato de que operando com as com- ∞
ponentes em fase e em quadratura interpretadas como
as partes real e imaginária do sinal de prova recebido, x(t) = bkejk(2π/N Tc)t, (39)
respectivamente, é possível estimar a resposta ao impulso
complexa do canal, ou seja, podem ser estimados os k=−∞
ganhos do canal para cada percurso de propagação, bem
como as respectivas rotações de fase. sendo o k-ésimo coeficiente da série calculado de acordo com

• O uso de uma sequência PN com taxa de chips diferente 1 N Tc (40)
da taxa de chips adotada na transmissão faz o papel da bk = N Tc
geração de sequências à mesma taxa e com diferentes x(t)e−j k(2π/N Tc )t dt.
deslocamentos relativos τ . Em outras palavras, à medida
que o tempo passa, o atraso relativo entre os inícios de 0
cada período das sequências de transmissão e de recep-
ção é progressivamente aumentado devido à diferença de Por outro lado, a transformada de Fourier do sinal não
taxa de chips entre elas. periódico contínuo no tempo x1(t) de duração N Tc definido
em (28) é calculada por [8, p. 103]
• Como pode ser observado em (37), o cômputo da correla-
ção para cada valor de deslocamento relativo τ pressupõe N Tc x1 (t)e−j 2πf t dt.
que a integral seja realizada completamente, em N Tc,
antes que um novo valor de τ seja estabelecido. No X1(f ) = (41)
entanto, no correlator deslizante na Fig. 12 o uso de
integradores é impossibilitado, posto que o valor de τ é 0
continuamente alterado, não sendo, portanto, fixo durante
qualquer intervalo maior que zero. Sendo assim, não é Note que se X1(f ) for amostrada em múltiplos inteiros de
possível adotar integradores no correlator deslizante. 1/(N Tc), de (40) e (41) se estabelece a relação

Para melhor ilustrar a impossibilidade de uso de integradores 1k (42)
no correlator deslizante, a Fig. 13 mostra, na sua parte superior, bk = N Tc X1 N Tc .
duas sequências PN com taxas de chips ligeiramente diferentes.
A sequência em linha contínua tem taxa Rc e a sequência em Aplicando (42) a (39), pode-se escrever o sinal x(t) como
linha tracejada tem taxa Rc = 0,99Rc. É possível observar
que as sequências estão inicialmente alinhadas, mas à medida 1∞ k ejk(2π/N Tc)t,
x(t) = X1 N Tc (43)
N Tc
k=−∞

cuja transformada de Fourier é [8, p. 103]

∞ f− k
N Tc
X(f ) = bk δ . (44)

k=−∞

Considere agora, por simplicidade de análise, um correlator
deslizante implementado por apenas um ramo da estrutura em
quadratura mostrada na parte mais à direita da Fig. 12, ou
seja, o dispositivo é composto apenas por um multiplicador
seguido de um filtro passa-baixas. Admita que às suas entradas
sejam aplicadas as sequências PN x(t) e x (t) bipolares e
periódicas, de mesmas amplitude e comprimento, com taxas









16 REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAÇÃO E COMUNIÇACÃO, VOL. 7, NO. 1, MARÇO DE 2017

admitindo sequências PN de amplitude de pico V0, é dado por de dilatação aumenta. Por meio desses resultados chegou-se à
[13], [25] relação empírica (56), que define um valor mínimo para o fator
de dilatação de tal forma que se garanta que a faixa dinâmica
Dr = 20 log10 max(|N qd(t) ∗ hf (t)|) . (62) seja maior ou igual a 80% do valor calculado para a condição
max(|N qi(t) ∗ hf (t) − V02|) ideal, ou seja, se γ ≥ γmin, ter-se-á 0,8Drideal Dr < D .rideal
No limite inferior dessa faixa, portanto, Dr ≈ 16 log10 N .
Na ausência de auto-interferência no sinal filtrado, ou seja
D. Resolução Temporal
qi(t) = 0, e de distorção do sinal desejado no processo de
filtragem, ou seja qd(t) ∗ hf (t) = qd(t), tem-se idealmente
[13]

Drideal = 20 log10 max(|N V02|) = 20 log10 N. (63) Se o atraso entre dois componentes de multipercurso for
max(|0 − V02|) menor do que a resolução temporal, o sistema os interpretará
como uma única componente. A resolução temporal é inversa-
Por outro lado, note que da forma como foi definida a faixa mente proporcional à largura de banda do sinal transmitido e
dinâmica em (62), se a parcela de auto-interferência tiver o para o elemento de sondagem de canal por correlator deslizante
mesmo valor de pico do sinal desejado, após filtragem, ter-se- é definida como [13], [16]
á no pior caso

Tres = 1
max(|N V02|) . (65)
max(|N V02 − V02|) Rc
Drpior = 20 log10 ≈ 0. (64)

A Fig. 18 mostra sinais qd(t) obtidos por filtragem passa- Quanto menor Tres mais capacidade o sistema terá de dis-
baixa aproximadamente ideal (resposta ao impulso ideal, porém criminar percursos com pequenas diferenças de atraso. Vale

truncada), com frequências de corte em Rc/γ e em 10Rc/γ ressaltar que (65) é bastante conservadora, representando assim
hertz, admitindo sequências com N = 31 e V0 = 1. Note que o
pico da parcela desejada se aproxima de 1 em ambos os casos. um limite superior para a resolução temporal. Na prática,
utilizando taxa de chips Rc na transmissão é possível alcançar
Com a frequência de corte em Rc/γ hertz, o valor de pico valores para Tres menores que 1/Rc [13].
absoluto da auto-interferência está próximo de | − 1/N |, o que
leva a uma faixa dinâmica de 20 log10 |N/(−N/N 2 − 1)| ≈ E. Máximo Espalhamento de Retardo
20 log10 N ≈ 30 dB para N = 31. Já com a frequência de
corte de 10Rc/γ hertz, que é um valor exagerado do ponto O elemento de sondagem de canal por correlator deslizante
de vista prático, mas adequado à presente análise, o pico da tem a capacidade de realizar a medida da resposta ao impulso
do canal durante a janela de tempo correspondente ao período
auto-interferência está próximo de 0,6, o que leva a uma faixa da sequência PN transmitida. Se este período acabar antes que
dinâmica de 20 log10 |N/(0,6N − 1)| ≈ 20 log10 1,76 ≈ 5 o espalhamento de retardo máximo do canal seja capturado,
dB para N = 31. Observe que este valor corresponde a uma percursos remanescentes de um período de sondagem irão
interferir na medida posterior. Desta forma, a periodicidade da
faixa dinâmica bem menor em relação ao caso anterior, ou sequência PN transmitida estabelece um limite superior para o
máximo espalhamento de retardo do canal, ou seja [13], [16],
seja, o correlator deslizante não seria capaz de discriminar [25],

componentes de multipercurso com diferenças de amplitude

maiores que 5 dB, contra 30 dB no primeiro caso.

1,4 Frequência de corte 10Rc/γ N
1,2 Frequência de corte Rc/γ τmax = . (66)
1,0 Rc
0,8 5 10 15 20 25 30 35
Amplitude, volts 0,6 t, segundos VII. SUMÁRIO
0,4
0,2 A pesquisa e o desenvolvimento de sistemas de comunicação
0,0 sem fio são sempre precedidos pela caracterização do canal
−0,2 por meio do qual o sinal será transmitido. Tal caracterização
−0,4 permite que o canal seja modelado e que o sistema seja então
−0,6 dimensionado de forma a viabilizar a comunicação frente às
−0,8 possíveis adversidades do canal em questão, ainda podendo
fornecer dados para a elaboração de modelos de predição de
0 cobertura. Os modelos de canal são normalmente elaborados
com o auxílio de medidas em campo, as quais são obtidas
Figura 18. Sinais qd(t) obtidos por filtragem passa-baixas aproximadamente por meio de técnicas de sondagem. O correlator deslizante
ideal, com frequências de corte 10Rc/γ e Rc/γ. é uma das técnicas e foi abordado neste artigo tutorial que
compõe uma série três. No segundo artigo é dado enfoque na
A descrição matemática da degradação na faixa dinâmica análise das medidas obtidas pelo correlator deslizante para a
causada pela auto-interferência é bastante trabalhosa, como caracterização estocástica do canal. No terceiro são descritos os
explicitado em [13]. Contudo, nessa mesma referência são detalhes do projeto e de validação de um correlator deslizante
apresentados resultados de simulações envolvendo a expressão na plataforma USRP.
(62) que retratam o comportamento da Dr quando o fator

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[17] J. Ren, Y. Zhang, K. Zhang, A. Liu, J. Chen, and X. Shen. Lifetime maximize sum(x_cvx)
and energy hole evolution analysis in data-gathering wireless sensor subject to
networks. IEEE Trans. Ind. Informat., PP(99):1–1, 2015. x_cvx >= 0; x_cvx <= p;
s_cvx == s(t,:) - b.*x_cvx;
[18] B. Weiss, H. L. Truong, W. Schott, A. Munari, C. Lombriser, U. s_cvx >= 0;
Hunkeler, and P. Chevillat. A power-efficient wireless sensor network sum(x_cvx,2) <= 1;
for continuously monitoring seismic vibrations. In Sensor, Mesh and Ad cvx_end
Hoc Communications and Networks (SECON), 2011 8th Annual IEEE x(t,:) = x_cvx;
Communications Society Conference on, pages 37–45, June 2011. s(t+1,:) = s_cvx;
if( max(s(t+1,:) <= 1) ) % Salva processamento
[19] Zhaoyang Zhang, Jingfang Huang, Honggang Wang, and Hua Fang. break;
Power control and localization of wireless body area networks using end
semidefinite programming. In Future Information and Communication end
Technologies for Ubiquitous HealthCare (Ubi-HealthTech), 2015 2nd
International Symposium on, pages 1–5, May 2015. C. Func¸a˜o WSNALE

APEˆ NDICES function[s x]=WSNALE(n,N,t_death,x_opt,e_0,b,r)
%% rede sem otimiza¸ca˜o
Nestes apeˆndices e´ fornecido o co´digo em Matlab para a % Diluic¸a˜o dos nı´veis de atividade
resoluc¸a˜o do problema de otimizac¸a˜o (3). O co´digo principal x = sum(sum(x_opt(1:t_death,:)))/...
esta´ no Apeˆndice A e as func¸o˜es utilizadas pelo co´digo
principal esta˜o nos Apeˆndices B-E. (t_death*n)*ones(N,n);
s = zeros(N,n);
A. Co´digo principal s(1,:) = e_0;
for t = 1:N-1
clear all; close all; clc; format long; s(t+1,:) = s(t,:) - b.*x(t,:);
%% Paraˆmetros de entrada for i = 1:n % Limita energia a zero
N = 100; % Horizonte de eventos, intervalo de if(s(t+1,i) <= 0)
%ana´lise s(t+1,i) = 0;
n = 7; % N´umero de sensores end
e_max = 1000; % Capacidade de energia da bateria end
b_max = 300; % Consumo de energia estimado se o end
%sensor usar 100% das lacunas
e_er = 0.1; % Porcentagem de variac¸˜ao da energia D. Func¸a˜o GV
%inicial das baterias
b_er = 1; % Porcentagem de varia¸ca˜o da energia function[e_0 b]=GV(n,N,e_max,e_er,b_max,b_er)
%de consumo %% Inicializac¸˜ao de vetores
e_ref = 25; % Energia de morte e_0 = e_max*ones(1,n); % Energ. iniciais
%% Loop de simula¸c˜ao b = b_max*ones(1,n); % Energ. de consumo
% Gera¸c˜ao de valores aleato´rios %% Valores aleato´rios
[e_0 b] = GV(n,N,e_max,e_er,b_max,b_er); e_0 = e_0 - e_0.*rand(1,n)*e_er;
% Niveis de atividade otimzados b = b - b.*rand(1,n)*b_er;
[s_opt x_opt] = WSNALP(n,N,e_max,e_0,b); %% Salva valores em arquivo
Pos = N*ones(1,n); saveData(n,'Initial',e_0); saveData(n,'Consume',b);
for i = 1:n
tmp = find( (s_opt(:,i) <= e_ref), 1); E. Func¸a˜o saveData
if isempty(tmp) == 0
Pos(1,i) = tmp; function saveData(n,name,data)
end for i = 1:n % Contador de sensor
end sen = int2str(i);
t_death = min(Pos(1,:)); fid = fopen(cat(2,name,'_s',sen,'.dat'),'a');
% N´ıveis de atividade na˜o otimizados for t = 1:size(data,1) % Contador de evento
[s_equ x_equ] = WSNALE(n,N,t_death,x_opt,e_0,b); fprintf(fid,'%g\t',data(t,i));
saveData(n,'EnergiaDisponivel_opt',s_opt); end
saveData(n,'NivelAtividade_opt',x_opt); fprintf(fid,'\n'); fclose(fid);
saveData(n,'EnergiaDisponivel_notp',s_equ); end
saveData(n,'NivelAtividade_nopt',x_equ);
%% Gr´aficos
t = 1:N; t2 = 0:N-1; figure(1);

24 REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAC¸ A˜ O E COMUNICAC¸ A˜ O, VOL. 7, No 1, MARC¸ O DE 2017

Co´digos LDPC Aplicados a Supercanais O´ pticos

Hugerles Sales Silva§, Jose´ Ewerton Pombo de Farias∗§ e Marcelo Sampaio de Alencar∗§
∗Universidade Federal de Campina Grande (UFCG), Campina Grande, Brasil
§Instituto de Estudos Avanc¸ados em Comunicac¸o˜es (Iecom)
E-mails: [email protected], {ewerton, malencar}@iecom.org.br

Resumo— O artigo descreve a aplicac¸a˜o dos co´digos verifi- avanc¸ados esta˜o sendo utilizados, e tornar a comunicac¸a˜o mais
cadores de paridade de baixa densidade (LDPC – Low-Dense robusta frente a`s diversas formas de ru´ıdo [2].
Parity-Check) em supercanais o´pticos operando a altas taxas
de transmissa˜o. Os co´digos LDPC constituem um conjunto de Ale´m desta sec¸a˜o introduto´ria, o artigo esta´ dividido em
co´digos definidos a partir de matrizes de verificac¸a˜o de paridade mais quatro sec¸o˜es. A Sec¸a˜o II faz uma abordagem sobre
esparsas que apresentam excelente desempenho em uma grande os sistemas DWDM, enquanto a Sec¸a˜o III apresenta a teoria
variedade de canais e possuem uma maior capacidade de correc¸a˜o de supercanais o´pticos, fundamental para o desenvolvimento
de erros, quando comparados a outros me´todos de codificac¸a˜o, de sistemas o´pticos operando a taxas de transmissa˜o ale´m
com a vantagem de possuir um algoritmo de decodificac¸a˜o menos de 100 Gbit/s por canal. A Sec¸a˜o IV descreve a aplicac¸a˜o
complexo. Neste artigo, um enlace espec´ıfico de transmissa˜o de co´digos LDPC em uma topologia espec´ıfica de uma rede
o´ptica e´ simulado com o objetivo de avaliar o desempenho desta o´ptica. A forma de avaliac¸a˜o do sistema implementado, bem
te´cnica de codificac¸a˜o. Um ganho de codificac¸a˜o de 5,2 dB para como os resultados obtidos tambe´m esta˜o apresentados nessa
uma taxa de erro de bit (BER – Bit Error Rate) de 10−12 e´ obtido sec¸a˜o. Por fim, a Sec¸a˜o V expo˜e as concluso˜es.
para o sistema o´ptico analisado quando esquemas de modulac¸a˜o
de alta eficieˆncia espectral sa˜o utilizados. II. CANALIZAC¸ A˜ O EM SISTEMAS DWDM

Palavras-chave— Co´digos LPDC, Redes DWDM, Supercanais A grade de frequeˆncia para sistemas DWDM e´ definida
o´ pticos. pela norma ITU-T G.694.1 [10]. Essa norma suporta uma
variedade de espac¸amentos fixos entre canais, permitindo uma
I. INTRODUC¸ A˜ O quantidade de canais bem maior, contidos na faixa entre
1530 nm e 1625 nm.
D ESDE a introduc¸a˜o dos primeiros sistemas de trans-
missa˜o o´ptica, a capacidade de transmissa˜o tem aumen- Para canais com espac¸amento de B GHz na fibra, as
tado e o custo por bit transmitido diminu´ıdo gradualmente [1]. frequeˆncias centrais dos canais alocados, em THz, sa˜o
Essa evoluc¸a˜o se deve a`s diversas tecnologias que surgiram definidas por [10]
ou foram agregadas aos sistemas de transmissa˜o o´ptica ao
longo dos anos, tais como a tecnologia de multiplexac¸a˜o f = 193, 1 + (n · B/100), (1)
por divisa˜o em comprimento de onda (WDM – Wavelength
Division Multiplexing), a transmissa˜o coerente e os co´digos em que n e´ um inteiro e 193,1 THz corresponde a` frequeˆncia
para correc¸a˜o de erros [2]. de refereˆncia .

A aplicac¸a˜o de co´digos para correc¸a˜o de erros em sistemas A norma ITU-T G.694.1 tambe´m define o uso de grades
o´pticos deu-se somente a partir de 1988 [3] e, desde enta˜o, flex´ıveis de frequeˆncia para sistemas DWDM. Canais com
a pesquisa para aplicac¸a˜o de co´digos nessa a´rea tem crescido grades flex´ıveis oferecem elasticidade em sua capacidade de
significativamente [4-7]. Atualmente, co´digos eficientes para transmissa˜o, permitindo a alocac¸a˜o de espectro conforme a
correc¸a˜o de erros, chamados co´digos de terceira gerac¸a˜o, teˆm demanda do tra´fego. As frequeˆncias centrais para esses canais,
sido propostos na literatura [8]. Esses co´digos sa˜o baseados em THz, sa˜o definidas por [10]
em decodificac¸a˜o suave e podem proporcionar um ganho
de codificac¸a˜o elevado quando comparados aos co´digos de f = 193, 1 + n · 0, 00625, (2)
gerac¸o˜es anteriores. Entre esses co´digos, os verificadores de
paridade de baixa densidade (LDPC – Low-Dense Parity- em que n e´ um inteiro e 0,00625 e´ a frequeˆncia central nominal
Check) teˆm ganhado destaque atualmente em sistemas o´pticos em THz. A ocupac¸a˜o total da grade de frequeˆncia em GHz e´
que operam a elevadas taxas de transmissa˜o [9]. definida por 12, 5 · m, em que m e´ um inteiro positivo. Canais
com grades flex´ıveis permitem reduzir significativamente a
Os co´digos LDPC sa˜o considerados cruciais para maxi- largura de faixa do canal.
mizar a taxa de transmissa˜o de sistemas o´pticos; viabilizar,
em muitos casos, transmisso˜es ao longo de enlaces o´pticos III. SUPERCANAIS O´ PTICOS
severamente penalizados pelos efeitos da dispersa˜o croma´tica
ou mistura de quatro ondas; melhorar o desempenho de redes Tecnologias de transmissa˜o o´ptica que alcanc¸am taxas de
o´pticas, principalmente em sistemas de multiplexac¸a˜o densa transmissa˜o ale´m de 100 Gbit/s por canal utilizam atual-
por divisa˜o em comprimento de onda (DWDM – Dense Wave- mente duas abordagens [11]. A primeira, segue o me´todo
length Division Multiplexing), quando formatos de modulac¸a˜o tradicional de modular a taxa de dados do canal em um
u´nico comprimento de onda. Essa abordagem requer taxas

REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAC¸ A˜ O E COMUNICAC¸ A˜ O, VOL. 7, No 1, MARC¸ O DE 2017 25

de s´ımbolos alt´ıssimas, na faixa de 100 Gbaud e o espectro s´ımbolos (Rs), ou seja, ∆f = Rs, sem que ocorra degradac¸a˜o
ocupa toda a faixa de frequeˆncias dispon´ıveis. A segunda por interfereˆncia entre portadoras (ICI – Inter Carrier Inter-
abordagem, consiste na transmissa˜o paralela de dados por ference) ou interfereˆncia entre s´ımbolos (ISI – Inter Symbol
diversas subportadoras. Essa te´cnica permite que mu´ltiplas Interference) [18].
portadoras o´pticas sejam moduladas individualmente a taxas
de s´ımbolos relativamente baixas e combinadas em paralelo, Supercanais CO-OFDM utilizam a te´cnica OFDM em
resultando em um sinal o´ptico multiportadora de alta eficieˆncia conjunto com a multiplexac¸a˜o de polarizac¸a˜o e a detecc¸a˜o
espectral, ou supercanal o´ptico, agregando a taxa total de coerente. Essa caracter´ıstica fornece enorme flexibilidade e
dados do canal [12]. eficieˆncia espectral aos sistemas de comunicac¸a˜o. A ocupac¸a˜o
espectral de um supercanal CO-OFDM e´ definida por
Os supercanais o´pticos sa˜o capazes de transportar
informac¸a˜o a taxas elevadas, sendo uma soluc¸a˜o promissora B = (N + 1) · Rs, (3)
para suprir a grande demanda por largura de faixa nas redes
atuais [2]. A sua caracter´ıstica intr´ınseca de possuir mu´ltiplos em que N e´ o nu´mero de subcanais e Rs e´ a taxa de
subcanais densamente multiplexados impulsionou o conceito s´ımbolos por subcanal [11].
de grade flex´ıvel em sistemas DWDM, visando maximizar a
capacidade da rede e reduzir significativamente a largura de A gerac¸a˜o de supercanais CO-OFDM envolve alguns pontos
faixa do canal [11]. necessa´rios para evitar que a interfereˆncia entre as
subportadoras degradem o desempenho do sistema [11]:
O conceito de supercanais o´pticos foi generalizado para
significar qualquer conjunto de sinais o´pticos que sejam mo- 1) O espac¸amento entre as subportadoras deve ser igual
dulados e multiplexados com alta eficieˆncia espectral em um a`taxa de s´ımbolos, ou seja, ∆f = Rs.
ponto de origem comum; transmitidos e roteados conjunta-
mente por um enlace o´ptico comum, ou seja, todas as sub- 2) Os s´ımbolos das subportadoras moduladas devem ser
portadoras que os compo˜em passam pelos mesmos elementos alinhados no tempo.
de rede, desde o transmissor ate´ a chegada ao receptor; e
recebidos em um ponto de destino comum. Os supercanais 3) Largura de banda analo´gica no transmissor e no receptor
o´pticos apresentam diversas vantagens, pore´m sua tecnologia de, aproximadamente, duas vezes a taxa de s´ımbolo.
tem uma maior complexidade o´ptica. Devido ao paralelismo
empregado, os sistemas de supercanais requerem um grande 4) Taxa de amostragem na recepc¸a˜o de, aproximadamente,
nu´mero de moduladores e receptores o´pticos, aumentando o quatro vezes a taxa de s´ımbolo.
custo, tamanho e poteˆncia do sistema [13].
Esses pontos sa˜o essenciais para possibilitar a ˜
A. Transmissor de Supercanais O´ pticos implantac¸ao comercial de um supercanal CO-OFDM.

A gerac¸a˜o de um supercanal o´ptico requer treˆs etapas [13]. B. Receptor de Supercanais O´ pticos
A primeira etapa consiste em gerar mu´ltiplas subportadoras
o´pticas e, em seguida, separa´-las individualmente. A segunda A recepc¸a˜o de um supercanal o´ptico requer treˆs etapas [13].
etapa consiste em gerar um sinal de taxa reduzida levando A primeira etapa consiste em dividir em N co´pias o supercanal
em conta as limitac¸o˜es o´ptica e eletroˆnica. Por fim, a terceira recebido. Em seguida, cada co´pia e´ enviada a um receptor
etapa consiste em multiplexar os sinais de forma a obter coerente. O receptor coerente recupera as informac¸o˜es de fase
um supercanal o´ptico de elevada taxa de transmissa˜o e alta e amplitude do sinal transmitido, viabilizando o seu tratamento
eficieˆncia espectral. pelo processador digital de sinais (DSP – Digital Signal
Processor). Te´cnicas como a rec˜epc¸ao coerente permitem o
A terceira etapa na gerac¸a˜o de supercanais o´pticos permite uso de um receptor u´nico para diversos formatos de mod˜u-
que se obtenha uma reduc¸a˜o da ocupac¸a˜o espectral. Isso se lac¸ao, movendo a complexidade do processamento o´ptico da
deve a uma alocac¸a˜o mais eficiente dos recursos espectrais fase e po˜larizac¸ao do sinal para o dom´ınio ele´trico, por meio
por meio da sobreposic¸a˜o de subportadoras ortogonais [14]. do DSP.
A ocupac¸a˜o espectral para supercanais o´pticos, utilizando a
te´cnica de multiplexac¸a˜o por divisa˜o de frequeˆncias ortogo- As sa´ıdas dos´ receptores coerentes sa˜o amostradas por
nais (OFDM – Orthogonal Frequency Division Multiplexing), conversores analogico/digital (ADC – Analog-to-Digital Con-
tem eficieˆncia espectral ate´ duas vezes superior aos sistemas verter) e, em seg˜uida, processadas por algoritmos de DSP
DWDM convencionais de mesmo formato de modulac¸a˜o [11]. para a demodulac¸ao do sinal. Algoritmos de processamento
digital de sinais permitem realizar o tratamento do sinal
Em um supercanal o´ptico, algumas te´cnicas sa˜o descritas na recebido, corrigindo o desvio de frequeˆncia e compensando
literatura para realizar a multiplexac¸a˜o das subportadoras [15, o ru´ıdo de fase. Ale´m disso, tambe´m e´ ˜poss´ıvel compensar
16]. A te´cnica abordada neste trabalho consiste na CO-OFDM e´feitos dispersivos oriundos da propagac¸ao do sinal pela fibra
(Coherent Optical-Orthogonal Frequency Division Multiplex- optica [11].
ing), que permite, idealmente, a reduc¸a˜o do espac¸amento
entre as subportadoras ate´ o limite de Nyquist de forma O uso de DSP em um receptor coerente po˜de tambe´m,
ortogonal [17]. Essa condic¸a˜o impo˜e que o espac¸amento em em princ´ıpio, compensar total˜mente imperfeic¸oes como a
frequeˆncia (∆f ) entre subportadoras seja igual a` taxa de dispersa˜o do modo de polarizac¸ao (PMD – Polarization Mode
Dispersion) caso ele seja complexo o suficiente [2]. Pore´m,˜a
limitada complexidade de um DSP em um sistema real impoe
um limite na quantidade de PMD que um sistema coerente
pode tolerar. Por isso,˜e´ importante para um projetista de um
sistema de comunicac¸ao o´ptico coerente saber a quantidade de
PMD que um receptor coerente com dada complexidade pode
compensar.









30 REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAC¸ A˜ O E COMUNICAC¸ A˜ O, VOL. 7, No 1, MARC¸ O DE 2017

Fig. 9: Desempenho de transmissa˜o para o supercanal 350 Gbit/s CO-OFDM para o sistema modificado.

[13] S. Chandrasekhar e X. Liu. “Terabit Superchannels for High Spectral [17] L. H. H. Carvalho et al. “Generation and Coherent Detection of a 400-
Efficiency Transmission”, em Anais do European Conference on Optical Gb/s CO-OFDM Superchannel with 6.4-b/s/Hz”, em Anais do Frontiers
Communication (ECOC), Torino, paper Tu.3.C.5, 2010. in Optics (FiO), Orlando, 2013.

[14] G. Bosco et al. “Performance Limits of Nyquist-WDM and CO-OFDM [18] J. X. Cai. “100G Transmission Over Transoceanic Distance With High
in High-Speed PM-QPSK Systems”, IEEE Photonics Technol. Lett., vol. Spectral Efficiency and Large Capacity”, Journal Lightwave Technology,
22, no. 15, pp. 1129-1131, agosto, 2010. vol. 30, no. 24, pp. 3845-3856, dezembro, 2012.

[15] A. Sano et al. “No-Guard-Interval Coherent Optical OFDM for 100- [19] X. Yu et al. “Migration from Fixed Grid to Flexible Grid in Optical
Gb/s Long-Haul WDM Transmission”, Journal Lightwave Technology, Networks”, IEEE Communications Magazine, vol. 53, no. 2, pp. 34-43,
vol. 27, no. 16, pp. 3705-3713, agosto, 2009. fevereiro, 2015.

[16] G. Bosco et al., “On the Performance of Nyquist-WDM Terabit Super- [20] G. P. Agrawal. “Fiber-Optic Communication Systems”, 3rd edition, John
channels Based on PM-BPSK, PM-QPSK, PM-8QAM, or PM-16QAM Wiley & Sons, 2010.
Subcarriers”, Journal Lightwave Technology, vol. 29, no. 1, pp. 53-61,
janeiro, 2011.

REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAÇÃO E COMUNICAÇÃO, VOL. 7, NO 1, MARÇO DE 2017 31

Comunicações Moleculares: Um Novo Paradigma

de Comunicações para Aplicações em

Nanomedicina

Michael Taynnan Barros∗†, Daniel Perez Martins∗†, Marcelo Sampaio de Alencar‡§
∗Telecommunication Software and Systems Group (TSSG), Waterford, Irlanda
†Waterford Institute of Technology (WIT), Waterford, Irlanda

‡Universidade Federal de Campina Grande (UFCG), Campina Grande, Brasil.
§Instituto de Estudos Avançados em Comunicações (Iecom), Campina Grande, Brasil

Email: [email protected], [email protected], [email protected]

Resumo—Nanomedicina visa revolucionar os métodos para Monitoramento de Rede de monitoramento de
diagnóstico, tratamento e prevenção de doenças usando conceitos células do cérebro doenças neurodegenerativas
das áreas de bio-tecnologia e nanotecnologia. Nanodispositivos
serão capazes de realizar essas atividades a partir de informações Nano-sensores para Rede de monitoramento de
na escala molecular. Tarefas complexas podem também ser monitoramento de açúcar no sangue
efetuadas se esses nanodispositivos forem capazes de interagir
entre si e com as células ao redor utilizando comunicações glucose Rede de monitoramento
moleculares. Dentro do corpo humano, existe uma pluralidade de do coração
comunicações moleculares. O desafio atual consiste em modelar
e controlar tais sistemas de comunicações. Este artigo apresenta Nano-redes conectadas
uma revisão dos sistemas de comunicação moleculares que dentro do corpo
operam no corpo humano. Esse conhecimento é necessario para o
desenvolvimento de uma infraestrutura de comunicações Rede de monitoramento de câncer
pontoa-ponto, um cenário conhecido como Internet of Bio-Nano
Things (IoBNT). Interface com redes
externas
Index Terms—Comunicações Moleculares, Nano-redes,
Sinalização por Ca2+, Teoria da Informação, Tecidos Celulares. Figura 1: Cenário IoBNT e conexão de diferentes nanoredes dentro do
corpo humano. Tal tecnologia permite uma variedade de aplicações, como
as apresentadas na figura.

I. INTRODUÇÃO monitoramento de células do cérebro, de doenças neurode-
generativas, de glicose, do coração e a detecção de tumores
Recentemente, uma importante comunidade de pesquisa se cancerígenos. Um considerável impacto em nanomedicina e
formou com o objetivo de modelar comunicações biológicas assistência médica é esperado, bem como, mudança na vida
em nano-escala, uma área de pesquisa referida como das pessoas. Esses sistemas de comunicações moleculares
comunicações moleculares [1]–[5]. A modelagem de células trazem uma possibilidade do monitoramento e atuação em
biológicas, e sua interação como um sistema de comunicações, nível molecular, que pode ser mais eficiente que os sistemas
fornece oportunidades para novas aplicações em nanotecno- atuais da nanomedicina [19].
logia e nanomedicina [6], [7]. Até o atual momento, vários
componentes e processos biológicos foram analisados pela Dentro do corpo humano há uma diversidade de sistemas
sua viabilidade em realizar sistemas de comunicações de comunicações moleculares [20], [21]. Essa variedade ne-
moleculares, incluindo: sistemas baseados em difusão [8]–[10], cessita de modelagem e avaliação, antes da implementação.
communicações por bactérias [11], Transferência de Energia Os sistemas de comunicações moleculares propostos devem
por Ressonância Förster (Förster Resonance Energy Transfer estar alinhados com o funcionamento adequado dos sistemas
– FRET) [12], [13], comunicações por íons de cálcio Ca2+ biológicos, para que não sejam rejeitados pelo sistema imu-
[14]–[16] e communicações neuronais [17], [18]. Alguns dos nológico do corpo humano [20], [21]. Por isso, o trabalho
sistemas de comunicações moleculares estudados atualmente de modelagem é essencial para a realização adequada da
podem ser encontrados no corpo humano. Comunicações comunicação molecular.
entres os diferentes sistemas existentes, bem como, entre
nanodispositivos e sistemas externos caracterizam um cenário O artigo explora os diversos modelos de canal para sis-
nomeado Internet of Bio-Nano Things (IoBNT). temas de comunicações moleculares. Pretende-se com esta
revisão, estimular a pesquisa em comunicações moleculares
A ideia de IoBNT pode ser aplicada para diagnóstico, em âmbito nacional. Primeiramente, uma introdução a um
tratamento e prevenção de doenças em seres humanos. A modelo genérico de um sistema de comunicações molecula-
Figura 1 exemplifica algumas dessas aplicações, incluindo o res é apresentado, seguido pelos diversos tipos de sistemas,
incluíndo: comunicações moleculares baseadas em difusão,
Recebido em 30 de junho de 2016. Aceito em 9 de fevereiro de 2017. em sinalização por cálcio, em neurônios, em bactérias, em

32 REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAÇÃO E COMUNICAÇÃO, VOL. 7, NO 1, MARÇO DE 2017

escoamento, em nanomotores e em vírus. Finalmente, as nanomáquina receptora. Tal processo permite a decodificação,
aplicações dos sistemas de communicações moleculares são uma vez que a informação pode ser obtida como resultado
discutidas nas seguintes áreas: nano-medicina, administração dessa reação química [9], [24].
inteligente de medicamentos, bio-computação e Internet of
Bio-Nano Things. III. COMUNICAÇÕES MOLECULARES BASEADAS EM
DIFUSÃO
II. MODELO GENÉRICO DE UM SISTEMA DE
COMUNICAÇÕES MOLECULARES O modelo de canal mais estudado em comunicações mo-
leculares é aquele baseado em difusão. Nesse modelo, as
Sistemas de comunicações moleculares são a escolha prin- moléculas se propagam livremente pelo espaço entre as na-
cipal para desempenhar a comunicação entre nanomáquinas nomáquinas transmissora e receptora executando movimento
em cenários biológicos. Nanomáquinas são definidas como Browniano (ver Figura 3). Desta maneira, os pesquisadores
entidades biológicas ou sintéticas com capacidade limitada de se restringem a estudar outros tópicos, incluindo o ruído, a
processamento, sensoreamento ou atuação em escala nanomé- modulação e a deteção dos sinais difundidos no espaço [9],
trica [22]. Elas possuem o tamanho de uma macromolécula, [24].
ou (≈ 100 µm). Algumas abordagens estão atualmente sendo
propostas para a construção de nanomáquinas, entretanto, O primeiro modelo ponto-a-ponto de comunicação mole-
nenhuma delas é realizável. Portanto, nanomáquinas biológicas cular baseada em difusão foi apresentado por Pierobon e
são utilizadas para realizar comunicações em escala molecular Akyildiz [24]. Nesse trabalho foi apresentada a caracterização
e os pesquisadores devotam seus esforços apenas para o matemática para o transmissor e para o receptor da nano-
desenvolvimento da comunicação [23]. máquina, bem como, para o canal molecular. O desempenho
também foi analisado em termos do ganho normalizado e
Um sistema de telecomunicações usual possui cinco com- do atraso de grupo por canal. Uma análise abrangente foi
ponentes: codificação, transmissão, propagação, recepção e realizada subsequente a este trabalho por Llaster et.al. [25],
decodificação. Para um sistema de comunicações moleculares [26].
esses componentes são organizados em três blocos principais:
nanomáquina transmisora, canal molecular e nanomáquina Análises posteriores investigaram outros aspectos, tais como
receptora, conforme ilustrado na Figura 2 [9], [24]. A nano- modulação e deteção. Llaster et. al. [27], [28] realizaram uma
máquina transmissora é responsável por codificar e enviar a análise extensa a respeito da forma de onda do sinal. Em [27],
informação para uma nanomáquina receptora, que realizará a a forma de onda ótima foi definida, técnicas para deteção dessa
decodificação da informação. O canal molecular é o meio pelo forma de onda baseadas em amplitude e energia foram apre-
qual a informação se propaga. sentadas [28]. Esses resultados inspiraram mais pesquisadores
a se aprofundarem no desenvolvimento de técnicas efetivas
1) Nanomáquina Transmissora: Toda nanomáquina respon- para deteção de sinais, a exemplo de Lin et. al. [29]. As
sável pela codificação da informação em moléculas, e pela pesquisas em modulação e deteção permitiram o avanço na
sua posterior liberação no canal molecular, é chamada de construção de receptores, que foram extensivamente estudados
transmissora ou fonte. A depender das propriedades do canal em [30]–[33].
molecular, as moléculas devem ser codificadas de maneira
diferente. A abordagem comumente utilizada é a técnica de A análise do erro e do ruído também vem sendo aplicadas
modulação por concentração, na qual a informação é codifi- no estudo das comunicações moleculares baseadas em difusão.
cada como a concentração de uma determinada molécula [9], Pierobon et. al. produziram modelos matemáticos para o ruído
[24]. [8], [34]. Em recente análise, a interferência no canal de
comunicação foi estudada utilizando técnicas de densidade
2) Canal Molecular: O canal molecular é o meio pelo qual espectral de potência [10]. Essa avaliação impulsionou outros
as moléculas de informação se propagam da nanomáquina pesquisadores a investigarem o desempenho de erro [35]. Uma
transmissora para a receptora. O processo de propagação vez que a informação sobre a condição do canal é importante,
pode ser passivo ou ativo. No processo passivo as moléculas para avaliar o desempenho da transmissão e otimização do
se propagam sem que haja gasto energético envolvido no sistema, Noel et. al. produziram uma plataforma computaci-
transporte entre as nanomáquinas transmissora e receptora onal para tal aplicação [36]. A capacidade do canal também
(por exemplo, difusão facilitada, microfluidos, canais iôni- foi investigada por Pierobon e Akyildiz em [9], [37]. Eles
cos, canais mecânico-sensitivos). Quando um terceiro agente, desenvolveram uma expressão matemática para a capacidade
chamado propagador, é o responsável pelo transporte das de informação, considerando as características de memória e
moléculas de informação entre a nanomáquina transmissora ruído do sistema.
e a receptora, o processo é chamado de ativo (por exemplo,
bactéria e nanomotores) [9], [24]. Apesar dos diversos modelos produzidos e da análise de
desempenho realizada, uma das maiores limitações desse sis-
3) Nanomáquina Receptora: A entidade responsável pela tema de comunicações é o uso de salto único. Comunicações
captura das moléculas de informação e sua posterior de- moleculares baseadas em difusão com múltiplos saltos ainda
codificação é chamada receptora ou destinatária. A captura requerem maiores investigações. Ahmadzade recentemente ini-
das moléculas depende do canal molecular pelo qual elas se ciou o desenvolvimento de uma técnica para a retransmissão
propagam. A abordagem mais comum se baseia nas reações de informação em um sistema de comunicações moleculares
químicas produzidas pela adesão das moléculas à superfície da baseada em difusão com dois saltos [38].









REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAÇÃO E COMUNICAÇÃO 37

prevenção de doencas, um setor denominado nanomedicina. [16] M. T. Barros, S. Balasubramaniam, and B. Jennings, “Using Informa-
tion Metrics and Molecular Communication to Detect Cellular Tissue
Essa tecnologia usa o modelo de sistemas de redes de com- Deformation,” IEEE Transactions on Nanobioscience, vol. 13, no. 3,
pp. 278–288, Set 2014.
municação entre nanomáquinas, que são capazes de efetuar
[17] D. Malak and O. B. Akan, “A Communication Theoretical Analysis of
sensoriamento e atuação. Tal sistema é denominado Internet Synaptic Multiple-Access Channel in Hippocampal-Cortical Neurons,”
IEEE Transactions on Communications, vol. 61, no. 6, pp. 2457–2467,
of Bio-Nano Things, e se baseia em sistemas de comunicações Jun 2013.

moleculares. O impacto dessa tecnologia tem o potencial [18] S. Balasubramaniam, N. T. Boyle, A. Della-Chiesa, F. Walsh, A. Mar-
dinoglu, D. Botvich, and A. Prina-Mello, “Development of artificial
de revolucionar a assistência médica, com melhoramentos neuronal networks for molecular communication,” Nano Communication
Networks, vol. 2, no. 2-3, pp. 150–160, Jun 2011.
esperados na qualidade e na expectativa de vida dos seres
[19] M. Ciutan, C. Sasu, and M. Skiba, “Nanomedicine - the future medi-
humanos. cine,” Management in Health, vol. 14, no. 1, p. e218, Mar 2010.
O artigo tem o objetivo de estimular a pesquisa em comu-
[20] I. F. Akyildiz, M. Pierobon, S. Balasubramaniam, and Y. Koucheryavy,
nicações moleculares no País. Foi apresentada uma introdução “The internet of Bio-Nano things,” IEEE Communications Magazine,
vol. 53, no. 3, pp. 32–40, Mar 2015.
a um modelo genérico de um sistema de comunicações mo-
[21] T. Nakano, M. Moore, A. Enomoto, and T. Suda, Molecular Communi-
leculares, seguido pelos diversos tipos de sistemas, incluíndo cation Technology as a Biological ICT. Springer, 2011, ch. Molecular,
pp. 49–86.
comunicações moleculares baseadas em difusão, em sinaliza-
ção por Ca2+, em neurônios, em bactérias, em escoamento, em [22] I. F. Akyildiz, F. Brunetti, and C. Blázquez, “Nanonetworks: A new
communication paradigm,” Computer Networks, vol. 52, no. 12, pp.
nanomotores e em vírus. Finalmente, aplicações dos sistemas 2260–2279, Ago 2008.

de communicações moleculares são discutidas nas áreas de [23] T. Nakano, M. J. Moore, F. Wei, A. V. Vasilakos, and J. Shuai, “Mole-
cular Communication and Networking: Opportunities and Challenges,”
nanomedicina, administração inteligente de medicamentos, IEEE Transactions on NanoBioscience, vol. 11, no. 2, pp. 135–148, Jun
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44 REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAÇÃO E COMUNICAÇÃO, VOL. 7, NO 1, MARÇO DE 2017

1E-1 1E-1 1E-1
1E-2
Probabilidade de Bloqueio de Chamadas FLR Probabilidade de Bloqueio de Chamadas Probabilidade de Bloqueio de Chamadas

FNS
rTh = 0.2
rTh = 0.4
rTh = 0.6
rTh = 0.8

1E-3 200 400 600 800 1000 1E-2 FLR 1000 1E-2 FLR 1000
0 FNS FNS
Probabilidade de Bloqueio de Chamadas Número Total de Regeneradores na Rede Probabilidade de Bloqueio de Chamadas 1E-3 rTh = 0.2 Probabilidade de Bloqueio de Chamadas 1E-3 rTh = 0.2
1E-1 0 rTh = 0.4 0 rTh = 0.4
(a) NSFNet, P1. rTh = 0.6 rTh = 0.6
1E-2 1E-1 rTh = 0.8 1E-1 rTh = 0.8
FLR
FNS 1E-2 200 400 600 800 1E-2 200 400 600 800
rTh = 0.2
rTh = 0.4 Número Total de Regeneradores na Rede Número Total de Regeneradores na Rede
rTh = 0.6
rTh = 0.8 (b) NSFNet, P2. (c) NSFNet, P3.

FLR FLR
FNS FNS
rTh = 0.2 rTh = 0.2
rTh = 0.4 rTh = 0.4
rTh = 0.6 rTh = 0.6
rTh = 0.8 rTh = 0.8

1E-3 500 1000 1500 2000 1E-3 500 1000 1500 2000 1E-3 500 1000 1500 2000
0 0 0
Número Total de Regeneradores na Rede Número Total de Regeneradores na Rede Número Total de Regeneradores na Rede
1E-1 1E-1 1E-1
(d) Europeia, P1. (e) Europeia, P2. (f) Europeia, P3.
1E-2 1E-2
Probabilidade de Bloqueio de Chamadas FLR Probabilidade de Bloqueio de Chamadas FLR Probabilidade de Bloqueio de Chamadas 1E-2

FNS FNS
rTh = 0.2 rTh = 0.2
rTh = 0.4 rTh = 0.4
rTh = 0.6 rTh = 0.6
rTh = 0.8 rTh = 0.8

1E-3 1E-3 1E-3 FLR
FNS
1E-4 200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 1800 1E-4 200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 1800 1E-4 rTh = 0.2
0 Número Total de Regeneradores na Rede 0 Número Total de Regeneradores na Rede 0 rTh = 0.4
rTh = 0.6
rTh = 0.8

200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 1800

Número Total de Regeneradores na Rede

(g) US Backbone, P1. (h) US Backbone, P2. (i) US Backbone, P3.

Figura 4: Probabilidade de bloqueio de chamadas em função do número total de regeneradores eletrônicos presentes nas
topologias físicas: (a) NSFNet, (b) Europeia e (c) US Backbone, considerando-se três pontos de análise de transparência (P1,
P2 e P3).

[10] D. A. A. Mello, A. N. Barreto, T. C. de Lima, T. F. Portela, L. Beygi, and
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Journal of Lightwave Technology, vol. 32, no. 2, pp. 257–266, Janeiro
2014.

[11] H. Beyranvand and J. A. Salehi, “A quality-of-transmission aware
dynamic routing and spectrum assignment scheme for future elastic
optical networks,” Journal of Lightwave Technology, vol. 31, no. 18, pp.
3043–3054, Setembro 2013.

[12] D. Simeonidou, N. Amaya, and G. Zervas, “Infrastructure and architec-
tures on demand for flexible and elastic optical networks,” in European
Conference and Exhibition on Optical Communications, Setembro 2012,
pp. 1–3.

[13] M. A. Cavalcante, R. C. Almeida Jr., and H. A. Pereira, “Eons: Ferramenta
computacional para simulação de redes Ópticas elásticas,” in Encontro
Anual do Iecom em Comunicações, Redes e Criptografia, vol. 1, 2015,
pp. 1–2.